Hörtagebuch

Resonanzverhältnisse

Betrachten wir einmal den nebenstehenden Schaltplanauszug. Er zeigt eine als Triode beschaltete Endpentode, den Ausgangstrafo und die Anbindung an das Netzteil (unten). Und wenn man mal genauer hinguckt – auch ich musste mit der Nase drauf gestoßen werden – erkennt man unschwer einen Serienschwingkreis (rot eingerahmt), gebildet aus dem letzten Kondensator des Netzteils (470µF) und der Induktivität der Primärwicklung des Ausgangsübertragers (hier angenommen mit 25H, was ein für gängige Trafos durchaus plausibler Wert ist). Die Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises berechnet sich zu:

Ach, ich bin ein fauler Kerl und mag mich nicht mit irgendwelchen kompliziert zu bedienenden Programmen zur Darstellung von mathematischen Gleichungen befassen. Man verzeihe mir also meine Sauklaue, wenn ich nun rechne:

Was passiert da? Nun, das vom Verstärker übertragene Frequenzgemisch gibt unserem Resonator mal hier, mal da einen passenden Stups – fast so wie ein Vater, der sein Kind auf der Schaukel anschiebt. Um mal bei der Schaukelanalogie zu bleiben: wenn nicht nur der Vater anschiebt, sondern auch noch die Mutter, die gegenüber steht, vielleicht auch noch Onkel und Tante, die gelegentlich im passenden Moment von der Seite ein bisschen nachhelfen, dann bleibt die Schaukel in Bewegung. Die Erwachsenen können die Schaukel aber anstupsen, so oft sie wollen: die Schwingungsdauer der Schaukel bleibt konstant, genau wie die Resonanzfrequenz von Ausgangstrafo und Netzteilelko in dem oben beschriebenen Beispiel. Also: es entsteht eine Schwingung mit der Frequenz 1,468Hz.

Die liegt aber weit unterhalb des Übertragungsbereichs. Welchen Schaden richtet die überhaupt an?

Mal sehen, was Segschneider dazu sagt:

„Was ist Intermodulation? Die Messgerätefirma Bruel & Kjaer hat’s 1977 klar gemacht mit folgendem Beispiel. Ein Tonarm habe eine Resonanz von 7Hz (also unterhalb des Übertragungsbereichs!) und ich taste per Messschallplatte nun 1kHz ab, dann entstehen 993Hz, 1kHz und 1007Hz (und die sind NICHT unterhalb der Hörschwelle) – der erste und letzte Wert sind um so kleiner, je kleiner die Güte des Schwingkreises ist.“

Das ist wohl einzusehen: in unserem berechneten Fall heißt das, dass aus einem 1kHz-Signal drei Signale werden: das recht starke 1kHz-Signal selbst, ein unteres Seitenband von 998,5 Hz und das obere Seitenband von 1001,5 Hz.

Noch was Neues, die Güte des Schwingkreises! Was ist das? Die Güte Q ist ein Maß dafür, wie stark die resonanten Schwingungen im Kreis selbst gedämpft werden. Der Verursacher der Dämpfung in unserem Beispiel-Schwingkreis ist schnell ausgemacht: es ist der bisher noch nicht erwähnte Kupferwiderstand der Primärwicklung des Ausgangstrafos. Wir bedienen uns in der einschlägigen Literatur und finden diese Formel:

Wir setzen die uns bekannten Werte ein: L=25H, C=470µF und R=550 Ohm und erhalten:

Q=0,419 ist für unsere Sache ein guter Wert, wie wir gleich sehen werden. In der Physik gibt es abhängig von der Güte drei Fälle:

• die Güte ist größer als 0,5: die Dämpfung im schwingungsfähigen System ist so schwach, dass sich Schwingungen ausbilden können, dieser Status nennt sich Schwingfall
• die Güte ist gleich 0,5: die Dämpfung im schwingungsfähigen System ist so groß, dass gerade keine Schwingungen mehr auftreten, man nennt das den aperiodischen Grenzfall
• die Güte ist kleiner als 0,5: die Dämpfung im schwingungsfähigen System ist so stark, dass keine Schwingungen auftreten können, das ist der Kriechfall oder auch ein Fall von überkritischer Dämpfung

Na prima, unsere Kreisgüte beträgt lediglich 0,419 und liegt damit unter 0,5. Das minimiert natürlich auch die unerwünschten Intermodulationsprodukte!

Segschneider hat’s schon gewusst. Hätte ich’s mal gleich gelesen:

Segschneider:

„Wenn wir also ca 1,5Hz als Resonanz haben, sind wir schon besser dran als mit zum Beispiel 10Hz, denn bei 10Hz würden wir bei einer Nutzfrequenz von 20Hz beispielsweise 10Hz und 30Hz als Seitenbänder bekommen, das gäbe schlimme Aufschaukelungen! Und noch besser sind wir mit der Güte von 0,419 dran, denn allgemein gilt ein Wert von 0,5 als die Grenze des Kritischen, darunter ist anzustreben und sehr gut.“

Na also – geht doch!

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Leistungsanpassung

Für die folgenden Überlegungen soll eine als Triode geschaltete Endpentode PL82 als Beispiel dienen. Wie den Röhrenkennlinien (nach Tom Schlangen) zu entnehmen ist, fließt bei einer Anodenspannung von 205 Volt und einer Gittervorspannung von -16Volt ein Anodenstrom von 44mA durch die Röhre. Ihr Gleichstrom-Innenwiderstand bemisst sich demzufolge unter diesen Bedingungen zu R=U/I = 205V/0,044A = 4659 Ohm.

Ebenso wichtig für uns: der Wechselstrom-Innenwiderstand der Röhre. Verändert man bei gleichbleibender Gittervorspannung die Anodenspannung, so ändert sich auch der Anodenstrom. Der Quotient der Änderung der Anodenspannung und der Änderung des Anodenstroms ergibt den Wechselstromwiderstand der Röhre. Bei der PL82 liegt dieser zwischen 900 und 1000 Ohm. Man kann ihn den Röhrenkennlinien entnehmen. Oder man rechnet ihn aus, wenn man die Verstärkung der Röhre und ihre Steilheit kennt. Das sind aber ebenfalls Werte, die man den Kennlinien entnimmt.

Überhaupt darf man eine Röhre nicht mit einem rein ohmschen Widerstand vergleichen, dessen Verhalten komplett berechenbar wäre. Eine Röhre liefert ein lediglich in Grenzen und nur auf einen jeweiligen Betriebsfall hin berechenbares, im Ganzen aber nichtlineares Verhalten, das von Spannungen und Strömen, vor allem aber von ihren gekrümmten Kennlinien bestimmt ist.

Es ist sinnvoll, die Summe der Längswiderstände in der Siebkette des Netzteils in etwa nach dem Wert des Wechselstromwiderstandes der Röhre zu bemessen.

Lassen wir wieder Segschneider zu Wort kommen:

(…) es geht ja wesentlich darum, sicher zu stellen, dass sich das Netzteil und die Röhre in der Nähe des Arbeitspunktes gleich verhalten, dass ihre potentiellen Veränderungen gleich sind. Das ist Anpassung. (…)

(…) es geht nur um die Übereinstimmung im elektrischen Verhalten von Röhre – gegeben durch das Röhrendiagramm – und Netzteil – gegeben durch dessen Längswiderstand.

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Siebkette der Vorröhre

Im zweiten Teil der Beitragsserie über das Netzteil fanden wir, dass unser Trafo bei einer Belastung von 96mA am Ladeelko eine Gleichspannung von 295Volt zur Verfügung stellen muss. 96mA sind die Summe von 2x44mA für die zwei Endröhren und 2x4mA für die Vorröhren unserer Endstufe. Eine Vorröhre zieht also 4mA und das bei einer Spannung von 260Volt. 295V-260V=35V – das ist der Spannungsüberhang, der bei einem Strom von 4mA an den Längswiderständen einer Vorröhren-Siebkette abfällt. Der Gesamtwiderstand berechnet sich zu R=U/I = 35V/0,004A = 8750 Ohm. Auf drei Widerstände verteilt könnte das so aussehen: 2,7kOhm + 2,7kOhm + 3,3kOhm = 8,7kOhm (die fehlenden 50 Ohm liegen im Bereich der Fertigungstoleranzen der Widerstände).

Ein RC-Glied mit einem Widerstand von 2,7kOhm und einem Elektrolytkondensator von 100µF hat einen Siebfaktor von 170. Ein gleiches RC-Glied nachgeschaltet ergibt zusammen mit dem ersten einen Siebfaktor von 28.900. Das dritte RC-Glied soll nun so bemessen sein, dass sich zusammen mit den beiden anderen ein Siebfaktor von besser 10.000.000 ergibt, das entspräche dann einer Dämpfung von -140dB oder besser. Wir rechnen: 10.000.000/28.900 = 346, das muss der Siebfaktor des letzten RC-Glieds sein. Frequenz (100Hz) und Widerstand (3,3kOhm) stehen fest, also lösen wir die schon bekannte Siebfaktor-Gleichung zum Kondensator hin auf:

C = 346/(2*3,14*100*3300) = 346/2.072.400 = 0,000167F = 167µF

Wir nehmen einen Kondensator von 220µF, der nun tatsächlich zu einem Siebfaktor von 456 führt, zusammen mit den beiden ersten RC-Gliedern ergibt sich ein Siebfaktor von 13.178.400, was einer Dämpfung von -142dB entspricht.

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Anforderungen an die Siebung

Wie viel Siebung soll nun sein und wie wird das berechnet? Oder präziser ausgedrückt: um wieviel müssen Wechselspannungsreste auf der Versorgungs-Gleichspannung gedämpft werden? Dazu müssen wir uns zunächst einmal mit der Angabe von Spannungsverhältnissen beschäftigen. Diese werden in Dezibel (dB) angegeben. Ohne das im Einzelnen herleiten zu wollen, sei das Folgende dazu gesagt:

Ein Spannungsverhältnis von

• 1:1 entspricht 0dB
• 10:1 entspricht dem Wert 20 dB
  Beispiel: man stelle sich vor, man schicke in eine black box 10Volt Spannung hinein und erhalte am Ausgang lediglich 1Volt, dann erfährt die Eingangsspannung eine Dämpfung von -20dB. Umgekehrt: schickt man eine Spannung von 1Volt in eine black box hinein und erhält an deren Ausgang 10Volt, findet eine Verstärkung von +20dB statt.
• 100:1 entspricht 40dB
• 1000:1 entspricht 60dB
• 10000:1 entspricht 80dB
• …

Die Spannungsverhältnisse stehen in logarithmischem Zusammenhang mit dem entsprechenden dB-Wert, dabei gibt es natürlich alle Zwischenwerte. (Anmerkung: hier geht es ausdrücklich um Spannungsverhältnisse!)

Spannungsverhältnisse werden multipliziert, ihre dB-Werte addiert. Beispiel:
einem Dämpfungsglied mit einem Dämpfungsfaktor von 100:1 wird ein gleiches nachgeschaltet. Eine am Eingang eingespeiste Spannung wird dann zwei Mal um den Faktor 100 vermindert:

100:1 mal 100:1 = 10.000:1
in dB ausgedrückt: -(40dB plus 40dB) = -80dB

Nun zu den Anforderungen an die Dämpfung der Störsignale auf der Versorgungsspannung. Freund Segschneider schreibt dazu:

In der idealen Welt ist der Gleichstrom unendlich gleich, er kennt keine Welligkeiten. Leider leben wir in der Wirklichkeit, und die ist oft alles andere als ideal. Wie groß dürfen die Verunreinigungen des Gleichstroms sein, das ist die entscheidende Frage. Glücklicherweise ist sie leicht zu beantworten. Wir müssen lediglich das Denken in Röhren beiseiteschieben und über aufgenommene Musik nachdenken. Gute Aufnahmen, ob nun auf CD oder auf LP, speichern circa 60db Signal (Anm. MiMü: nach obiger Aufstellung ist also die größte Signalspannung 1000 x so groß wie die kleinste Signalspannung). Das wurde mehrfach durch Messungen bestätigt. Ziehen wir darüber hinaus in Betracht, wie Menschen hören (können), dann müssen wir berücksichtigen, dass das menschliche Ohr Signale erkennt, die – sehr behutsam formuliert – gute 20db unterhalb des Rauschpegels liegen. Auch das ist vielfach bestätigt, freilich nicht durch Messen (bis heute können die Techniker da nichts messen), sondern durch Hören. Und da wir ja für MusikHÖRER konstruieren, nehmen wir das ernst.

Fassen wir diese erste Betrachtung zusammen, ergibt sich folgendes Bild: würden wir die Störsignale auf dem Gleichstrom, seien sie nun Restwelligkeiten oder andere Unregelmäßigkeiten, um 60db + 20db = 80db vermindern, dann wäre das Störsignal noch genauso laut wie das kleinste Musiksignal. Die Störsignale würden sich mit den Musiksignalen 1:1 mischen und natürlich auch miteinander intermodulieren. Das kann nicht wünschenswert sein.

Wollen wir also, dass die Störsignale – ähnlich wie der Klirr – mindestens 40db leiser sein sollen als das kleinste Musiksignal (40db entsprechen einem Klirr von 1%), kommen wir zu der (harten!) Forderung, dass unser Netzteil 80db plus weitere 40db, insgesamt also 120db Dämpfung und Welligkeitsunterdrückung leisten muss!

Die obige Aufzählung weiterdenkend finden wir, dass -120dB einem Spannungsverhältnis von 1.000.000:1 entsprechen. Das bedeutet, das Störsignal beträgt nur noch ein Millionstel des größten Signalpegels. Man kann es auch so ausdrücken: wir brauchen ein Netzteil mit einem Siebfaktor von 1.000.000 (1:1 Million). Die Dämpfung des Störsignals beträgt dann -120dB.

Kritische Naturen mögen nun einwenden, hier würden Äpfel mit Birnen verglichen. Man könne doch wohl die größte vorkommende Nutzsignalspannung nicht mit der ungedämpften Welligkeit der gleichgerichteten Anodenspannung vergleichen. Das geht allerdings ohne weiteres. Zur Erklärung hier noch mal eine Abbildung, die schon weiter oben zum Einsatz kam:

Dabei handelt es sich um die Dauertest-Schaltung des Netztrafos. Gerade habe ich den in der Abbildung beschriebenen Testfall noch einmal hergestellt. Diesmal aber habe ich zusätzlich mit dem Oszilloskop die Welligkeit der Gleichspannung am Ladeelko (220µF) gemessen. Die Gleichspannung selbst beträgt 275V, deren Welligkeit liegt bei lediglich 3Vss, das entspricht etwa 1Veff und liegt somit durchaus im Bereich des maximalen Eingangssignals der Endstufe. Dieses eine Volt ist es auch, das in der noch zu errechnenden Siebkette um 120dB gedämpft werden soll.

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Gleichrichtung, RC-Glieder und Siebkette

Gleichrichtung

Untersuchen wir nun, was der Gleichrichter macht und was das für die danach zu besprechende Siebkette bedeutet. Zunächst sehen wir uns eine Wechselspannung an, so wie sie aus der Sekundärwicklung unseres Netztrafos kommt. Jeweils eine positive (rot) und eine negative (blau) Halbwelle ergeben eine volle Schwingung, die Anzahl der Schwingungen pro Sekunde wird in Hertz (Hz) angegeben. Unsere Netzwechselspannung vollführt in einer Sekunde 50 Schwingungen, hat also die Frequenz von 50 Hz:

Der Brückengleichrichter unterdrückt nun die negativen Halbwellen und führt die an den beiden Trafoanschlüssen gegenphasig auftretenden positiven Halbwellen zusammen auf einen Punkt. Im Oszillogramm sieht das so aus, als würden die negativen Halbwellen gleichsam „nach oben geklappt“:

Am Oszillogramm sieht man auch, dass die Welligkeit der entstandenen pulsierenden Gleichspannung die doppelte Frequenz der zugeführten Wechselspannung hat, aus der Netzfrequenz von 50Hz ist ein „ripple“ mit der Frequenz von 100Hz geworden. Wie wir später noch sehen werden, kommt uns das sehr zupass, da dies den Aufwand bei der Siebung der Gleichspannung für unseren Röhrenverstärker „halbiert“.

RC-Glieder und Siebkette

Ich habe mich bei meinen Netzteilen für den Einsatz von RC-Gliedern entschieden. Ein RC-Glied sieht folgendermaßen aus:

Es handelt sich hierbei um ein Tiefpassfilter, d.h. es lässt bevorzugt Spannungen von tiefer Frequenz durch und dämpft Spannungen höherer Frequenz. Gleichspannungen werden unverändert durchgelassen. Wie stark die Spannung einer bestimmten Frequenz bedämpft wird, lässt sich in einer Formel fassen. Es gilt:

S = 2π * f * R * C

S = Siebfaktor
π = Kreiszahl = 3,14
f = Frequenz (in Hz)
R = Widerstand (in Ω)
C = Kapazität (in F)

Beispiel: unser zu dämpfender Wechselspannungsanteil hat eine Frequenz von 100Hz, der Widerstand sei 330Ω und der Kondensator 470µF. Dann beträgt der Siebfaktor

S = 2 * 3,14 * 100Hz * 330Ω * 0,00047 F = 97,4 (ohne Einheit!)

Der Siebfaktor S ist gleich dem Spannungsverhältnis der Wechselspannung am Eingang des RC-Glieds zur Wechselspannung an dessen Ausgang. In unserem Beispiel ergibt sich ein Spannungsverhältnis von 97,4:1. Das entspricht einer Dämpfung von -39,8dB. Das ist noch weit entfernt von den weiter oben geforderten 120dB für die Versorgung der Endröhre. Was tun?

Glückes Geschick, tirili! RC-Glieder lassen sich hintereinander schalten! Wir rechnen mal: zwei der eben berechneten RC-Glieder hintereinander haben bei 100Hz einen Siebfaktor von 97,4 * 97,4 = 9487. Nun haben wir ein Spannungsverhältnis von 9487:1 entsprechend einer Dämpfung von -79,6dB – das kommt unserem Ziel schon näher!

Da wir wissen, dass man in dB ausgedrückte Spannungsverhältnisse addiert, fügen wir unserer Siebkette (eine solche tüfteln wir hier gerade zusammen!) ein weiteres RC-Glied hinzu, indem wir noch einmal -39,8db hinzuzählen und kommen auf insgesamt -119,4dB Dämpfung. Hey – beinah Punktlandung! Das könnte man nun schon so lassen. Es gibt den ein oder anderen Grund, unsere Siebkette noch zu modifizieren. Davon später mehr …

Wichtiger Link zu diesem Abschnitt: der dB-Rechner auf den Seiten von Sengpiel Audio!

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Spannungsabfall in der Siebkette

Wir haben gerade eine Siebkette gebildet aus drei Widerständen von je 330Ω und drei Kondensatoren von je 470µF. Das Netzteil sieht nun inklusive Gleichrichter und Ladelko so aus:

Wir stellen uns jetzt vor, die zu versorgende Endröhre ließe einen Strom von 44mA fließen. O je, der fließt dann ja auch durch die in Reihe liegenden Längswiderstände in der Siebkette und ruft dort einen Spannungsabfall hervor! Der berechnet sich zu

U = R * I = 990Ω * 0,044A = 43,56V

Nur mal angenommen, die Einspeisespannung in den Endröhrenkreis soll 250V betragen. Dann muss der Trafo in der Lage sein, nach Gleichrichtung am Ladeelko eine Gleichspannung von 250 + 43,6 = 293,6V, also rund 295V zur Verfügung zu stellen! Und für den Trafo kommt es noch dicker: Es gibt ja noch einen zweiten Verstärkerkanal und je Kanal eine Vorstufenröhre und jede Röhre bekommt eine eigene Siebkette. Bei einem Vorröhrenstrom von sagen wir 4mA und dem der Endröhre von 44mA kommen wir auf eine Gesamt-Stromaufnahme einer gedachten Stereo-Endstufe von 2 * 4mA + 2 * 44mA = 96mA. Die Anforderung an den Trafo lautet also, bei einer Stromaufnahme der Endstufe von 96mA am Ladeelko um die 295Volt zu liefern. Das ist schon was!

Kleine garstige Bemerkung: wir ahnen, dass es keinen Sinn macht, eine Endstufe um einen zufällig vorhandenen Netztrafo herum zu stricken. Umgekehrt wird ein Schuh draus: die Endstufe gibt vor, was der Trafo zu leisten hat! Das macht in der heutigen Zeit, in der es kaum noch auf Bastler eingestellte Trafowickelbetriebe gibt, den Selbstbau von Röhrenendstufen nicht gerade leichter. Wohl dem, der über eine gut gefüllte Bastelkiste verfügt – vielleicht schlummert ja dort der passende Trafo …

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Wie viele RC-Glieder kann man sinnvoll hintereinander schalten?

Man stelle sich drei hintereinander geschaltete RC-Glieder vor, die bei der Frequenz 100Hz einen Siebfaktor von je 100 haben. Der gesamte Siebfaktor beträgt 100*100*100 = 1.000.000. Bei einer Frequenz von 50Hz beträgt der Siebfaktor des einzelnen RC-Glieds lediglich noch 50, der gesamte Siebfaktor ist 50*50*50 = 125.000. Das ist nur noch ein Achtel des Werts bei 100Hz.

Eine Siebkette mit dem Siebfaktor 1.000.000 bei 100Hz kann man natürlich auch mit vier RC-Gliedern aufbauen, die jeweils einen Siebfaktor von ca. 32 haben: 32*32*32*32 = 1.048.576. Bei 50Hz sinkt der Siebfaktor des einzelnen RC-Glieds auf 16. 16*16*16*16 = 65.536. Das ist ein Verhältnis von 1.048.576 / 65.536 = 16, also lediglich noch ein Sechszehntel des Werts bei 100Hz.

Es ist also besser, sich auf drei RC-Glieder zu beschränken, um die Dämpfung im Bereich der tieferen Frequenzen nicht zu gering werden zu lassen.

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Vorwort

Nachfolgend beschreibe ich den Aufbau einer höchstwertigen, RC-gesiebten Spannungsversorgung für einen Röhrenverstärker mit der PL82 als End- und der PC86 als Vorröhre. Im Zusammenhang mit der von Wilimzig/Gysemberg veröffentlichten PL82-Endstufe („Höchst Empfindlich“) sind zu solchen Netzteilen bereits diverse Meinungen publiziert worden – unter anderem die, ein solcher Verstärker sei nicht mehr vorstellbar, da die Autoren es ablehnten, in Zukunft weiterhin Netzteile für Dritte zu berechnen. In Widerlegung dessen werde ich zunächst darstellen, welche Anforderungen solche Schaltungen erfüllen müssen und detailliert erklären, wie die erforderlichen Dimensionierungen zu bestimmen sind. Die Konstruktion einer RC-gesiebten Spannungsversorgung ist kein Hexenwerk – alles, was man dazu braucht, ist in der Literatur hinlänglich beschrieben. Unüblich ist es lediglich, eine Endstufe mit einer solchen Siebung auszustatten. Welche Vorteile es aber hat, wenn man es dennoch tut, wird ebenfalls erläutert werden.

Dem aufmerksamen Leser wird auffallen, dass das von mir beschriebene Netzteil für Spannungen von 260V für die Vor- und 245V für die Endröhre ausgelegt ist. Diese Daten korrespondieren mit einer Endstufenschaltung, die ebenfalls auf diesen Seiten veröffentlicht ist. Alle diejenigen, die die originale PL82-Schaltung dieserart mit Spannung versorgen wollen, finden in diesem Aufsatz das notwendige Rüstzeug für eine dazu passende Teile-Dimensionierung.

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Ein unbekannter Netztrafo

Ausgangspunkt meiner Überlegungen ist ein wunderschöner alter Netztrafo von GRUNDIG mit der Bezeichnung BV 9007-501, Kerngröße M85:

Zu meinem Glück hängt noch der Spannungswähler an den Anschlüssen der Primärwicklung, so dass ich mit deren Bestimmung keine Probleme habe:

Ich entscheide mich, aus meinem Regeltrenntrafo (der schützt mich vor der gefährlichen Netzspannung, siehe den Gefahrenhinweis) 230 Volt (entspricht der Netzspannug) auf die Anschlüsse 0 und 220 Volt der Primärwicklung zu geben. Im Leerlauf messe ich daraufhin an den Sekundärwicklungen 7 Volt (das ist die Heizspannungswicklung), 21,5 Volt (diente früher eventuell der Erzeugung einer negativen Gittervorspannung) und 250 Volt (das ist die Anodenspannungs-Wicklung). Letztere soll uns nun weiter interessieren.

Um die Tauglichkeit des zu untersuchenden Netztrafos für Röhrenprojekte zu testen, muss ich untersuchen, wie er sich unter Belastung verhält. Dazu baue ich eine kleine Testschaltung auf:

Die ist schnell erklärt: der Trenntrafo sorgt für eine galvanische Trennung der Testschaltung vom Lichtnetz. Die 230 Volt AC an seinem Ausgang speisen den Testling, und zwar an dessen 220 V-Primäranzapfung (in früheren Zeiten führte das Lichtnetz nur 220 V). Ohne Belastung liefert die Sekundärwicklung 250 Volt AC. Diese Spannung wird gleichgerichtet und vom 220µF-Ladeelko geglättet. Theoretisch stehen im Leerlauf am Elko nun 250 V x √2 = 353,5 V an, ich messe 345 V. Dies ohne Lastwiderstand am Ausgang, I = 0 mA. Dieses Wertepaar trage ich in ein kleines Diagramm ein, und zwar oben links:

Nun beginne ich, mit Hochlastwiderständen den Trafo zu belasten. Praktisch geschieht das so, dass ich dem Ladeelko einen Lastwiderstand parallel schalte und dabei die resultierende Gleichspannung messe, die am Lastwiderstand anliegt. Beispiel: belaste ich die Testschaltung mit einem Lastwiderstand von 5 kOhm, ergibt sich eine Spannung von 300 Volt. Laut Ohmschem Gesetz fließt ein Strom von 300 V / 5000 Ohm = 0,06 A oder 60 mA.

Wer’s nachmachen will, beachte bitte, hoch belastbare Widerstände zu verwenden. Um bei unserem Beispiel zu bleiben: der 5000 Ohm-Widerstand muss eine Leistung von 300 V x 0,06 A = 18 Watt in Wärme umsetzen!

Ich bastele aus vorhandenen Hochlastwiderständen verschiedene Werte zusammen, setze sie in die Testschaltung ein und erhalte entsprechende Messwerte, die ich in mein Diagramm einsetze. Die Ergebnisse liegen in einem weiten Bereich auf einer angenäherten Geraden – das war so zu erwarten und zeigt mir einerseits, dass meine Messungen plausibel sind. Andererseits ist das ein Zeichen dafür, dass der Trafo für den beabsichtigten Zweck brauchbar ist.

Jetzt wird’s noch mal spannend: ich will wissen, ob der Trafo auch einer Dauerbelastung standhält. Da ich nicht genügend hochbelastbare Widerstände in der Bastelkiste habe, helfe ich mir mit einer Glühlampe als Last. Ich baue die folgende Testschaltung auf:

Zu meiner Freude stelle ich fest, dass der Trafo unter diesen Bedingungen nach 90 Minuten lediglich handwarm geworden ist und sich seine Betriebswerte nur unwesentlich geändert haben. Ich weiß nun, dass mir der Trafo bei einem Strom von 106 mA 274 V zur Verfügung stellt, also rund 280 Volt bei 100 mA (siehe auch Diagramm oben). Das ist eine Leistung von 28 VA. Dazu kommen 7 Volt Heizspannung bei geschätzten 4 A Belastbarkeit, also nochmals 28 VA, macht zusammen 56 VA.

Es gibt ein paar Faustregeln, wieviel ein Trafo zu leisten imstande ist:

• Faustregel Gewicht: 40 VA je kg. Demnach hätte der GRUNDIG-Trafo bei 1,8 kg Gewicht eine Leistung von 72 VA
• Faustregel Kernquerschnitt: (Querschnitt in cm²)². Demnach leistete der GRUNDIG-Trafo (Paketstärke (in cm) x Zungenbreite (in cm))² = (3,4 cm x 3,2 cm)² = 10,88² = 118 VA.

Nun ja, ich denke, die Wahrheit wird irgendwo dazwischen liegen. Immerhin habe ich nun das beruhigende Gefühl, mich mit den von mir ermittelten Betriebwerten im sicheren Bereich zu bewegen.

Der Trafo ist damit auf seine Tauglichkeit für ein Röhrenverstärker-Netzteil untersucht. Jetzt wollen wir sehen, wie aus der Trafospannung eine gut gesiebte Gleichspannung wird.

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